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Ein Wobbler fuer 136 kHz
Vorbemerkung
Beim Bau eines Empfängers fuer das Amateurband auf der Langwelle im Bereich von 135,7 - 137,8 kHz entstand der Wunsch nach einer Moeglichkeit, die schmalen Schwingkreise bequem abzugleichen. Wenn man keinen entsprechend ausgeruesteten Messplatz hat, muss man sich andere Methoden einfallen lassen. Im Internet fand ich eine Software(http://www.audiotester.de), mit der man normalerweise Audioanlagen überprüft. Es wird eine Funktion zur Verfuegung gestellt, mit der man im Audiobereich wobbeln kann. Dazu schliesst man an die Soundkarte das zu testende Geraet an. Das Programm sweept im NF-Bereich mit einstellbaren Grenzfrequenzen und Abstimmschritten. Man kann damit z.B. den Frequenzgang einer Lautsprecherweiche oder eines Verstaerkers messen. Wie aber gelingt es, auch auf höheren Frequenzen zu wobbeln?

Dazu boten sich unterschiedliche Loesungen an:

1)Rauschgenerator
Zunaechst dachte ich an den Einsatz eines Rauschgenerators. Die breitbandige Rauschspannung wird mit einer stabilen Quarzfrequenz heruntergemischt. Mit z.B. 130kHz entstehen nach der Mischung zwei Seitenbänder. Man muss deshalb wissen, ob sich der zu untersuchende Schwingkreis oder der Durchlassbereich eines Bandfilters unterhalb oder oberhalb dieser Quarzfrequenz befindet. Das Problem ist im allgemeinen leicht zu loesen, da man meistens weiß, was man vor sich liegen hat. Als Eingangssignal fuer die Soundkarte wird also das heruntergemischte Rauschspektrum von der Software untersucht. Tatsaechlich werden die passenden NF-Signale durch einen Tiefpass gefiltert und pegelrichtig auf dem Bildschirm angezeigt. In der Praxis funktioniert das Prinzip allerdings nicht ohne Probleme. Es ist nicht leicht, einen Empfangsmischer zu realisieren, der einen Dynamikbereich von mindestens 40 dB hat. Hierbei und bei der Erzeugung eines genügend hohen Rauschpegels hatte ich Schwierigkeiten, mit einfachen Mitteln eine Loesung zu finden. Ich habe zwar mit einigem Erfolg Schwingkreiskurven aufgenommen. Allerdings zeigte sich bei der Untersuchung eines mehrstufigen Bandfilters mit mehr als 50 dB Sperrtiefe, dass der sichtbare Bereich nur ueber 20 dB zu beurteilen war. Die Musterschaltung wurde also in die Kiste mit den unerledigten Projekten abgelegt.



Hier die Aufnahme eines Schwingkreises. Die negative Darstellung ergibt sich durch einen nachtraeglich hinzugefuegten OP als Tiefpass und Ausgangstreiber, der das Signal invertierte. Die Dynamik ist gerade mal 15 dB. Der Schwingkreis war allerdings auch stark gedaempft.



Und nachfolgend das Bild der Software. Es wurde die Funktion DUT(Device Under Test gewaehlt. Die Pegel der Soundkarte muessen sorgfaeltig eingestellt werden.





2)PLL
Nach der Idee eines befreundeten OMs habe ich dann ein anderes Prinzip verfolgt. Die NF-Signale werden an eine PLL gelegt, deren Schwingbereich von 120 bis 160 kHz mitgezogen wird. Das Wobbelsignal wird anschliessend gleichgerichtet und einem Modulator zugefuehrt. Dieser moduliert das NF-Signal der Soundkarte mit der vom Schwingkreis abgegebenen Amplitude und die Software kann das Antwortsignal darstellen. Ein besonderer Vorteil des Verfahrens ist die "Verzehnfachung" der NF-Frequenz, so dass man die Frequenzskala auf dem Bildschirm nutzen kann. So einfach dieses Prinzip auf den ersten Blick erscheint, so schwierig ist es jedoch, den Empfangsteil zu realisieren. Auch hier muss der Modulator mindestens einen Dynamikbereich von 40 dB aufweisen und dabei linear arbeiten. Ueberdies muss auch der PLL-Generator im Untersuchungsbereich ein pegelkonstantes Signal abgeben. Das ist deshalb mit Problemen verbunden, weil der einfache VCO des CD4046 ein Rechtecksignal liefert. Dieses ist fuer den angeschlossenen Teiler sicher richtig, aber zum Wobbeln braucht man einen reinen Sinus, sonst werden die Anteile der Oberwellen das Ergebnis verfaelschen. Also muss man zunaechst das Rechtecksignal in eine Sinusspannung umsetzen. Dann aber noch regeln, damit der Pegel konstant bleibt. Und letztlich soll auch ein genuegend starkes Signal an 50 Ohm bereitgestellt werden. Insgesamt zeigt sich auch hier, dass man ohne einen Mindestaufwand nicht zum gewuenschten Ergebnis kommt. So war denn auch die Entwicklung des Generators eine Sache, die des Empfangsteils eine weitere Angelegenheit ausreichender Geduld. Soweit meine Klagen als Entwickler, aber der Nachbau ist natuerlich weit weniger anstrengend. Wenn man also einen PC hat und sich die Software fuer wenige EUROs zulegt, kann man mit vorhandenen Teilen aus der Bastelkiste das folgende kleine Geraet leicht selbst zusammenbauen.


Einzelheiten
Teiler 1
Will man schmale Bandfilter untersuchen, dann sollte die Aufloesung mindestens 10 Hz sein. Die Software bildet minimale Schrittweiten von ca. 6 Hz. Man muss also mindestens auf 10 Hz herunterteilen und vergleichen. Oder man macht es gleich bei 1 Hz. Diesen Schritt habe ich nicht gewagt, weil ich mit traegen Regelzeiten einer PLL nicht die besten Erfahrungen gemacht habe. Im Funktionsmuster wurde der Phasenvergleich bei 100 Hz vorgesehen. Weitere Verbesserungen ueberlasse ich einer Nachentwicklung, da es mir zunaechst nur ums Prinzip ging. Man braucht also zwei Frequenzteiler. Einen fuer die NF und einen fuer die Hf des VCO. Weil vor der Entwicklung noch nicht festzulegen war, welcher Phasenvergleicher die besseren Ergebnisse bringt, habe ich die Teiler so aufgebaut, dass am Ende ein symmetrisches Rechtecksignal gebildet wird. Auch wenn sich spaeter herausstellte, dass der Phasenvergleicher Typ II stabiler arbeitete, so kann man lediglich sagen, dass die Teiler auch unsymmetrischen Signale abgeben koennten, da dieser Vergleicher edgetriggered ist. Insofern koennte man sie auch auschliesslich mit Dekadenzaehlern realisieren, was eventuell Bausteine einspart. Hier nun die beiden Schaltbilder der Teiler.



Zunaechst ein wichtiger Hinweis:
Alle Schaltbilder werden spaeter in lesbarer Groesse als ZIP-File angeboten, so dass hier lediglich das Prinzip erkannt werden soll.


Teiler 2
Der HF-Teiler enthaelt eine Dekade mehr. Es muss ja die zehnfach hoerere Frequenz herunter geteilt werden. Ansonsten faellt vielleicht auf, dass die gesamte PLL fuer den Betrieb mit +5v ausgelegt ist. Der Grund war lediglich, dass keine passenden CMOS-Bausteine zur Verfuegung standen. Ausserdem habe ich darauf geachtet, dass dem Eingang 14 der PLL ein Signal angeboten wird, dass ungefaehr in der Mitte der Betriebsspannung "floated". Nach aller Erfahrung ist das sehr wichtig, da sonst unerklaerliche Aussetzer der PLL auftreten. Auf eine Einrastanzeige wurde verzichtet.



Die PLL
Es genuegt der Einsatz der gewoehnlichen CD4046. Es wurden einige Experimente mit den verschiedenen Phasenvergleichern unternommen. Deshalb befinden sich auch in den Schaltbildern viele Testpunkte, die fuer den Nachbau nicht erforderlich sind. Wie erwartet arbeitet der Phasenvergleicher II stabiler. Das Loopfilter wurde konventionell dimensioniert. Verbesserungen koennten erforderlich sein, wenn der Vergleich bei 1 Hz vorgenommen wird. Das Einfangen darf nicht zu lange dauern, da sonst die Software mit der Frequenzerhoehung zu schnell fortschreitet. Leider kann man auf das Programm keinen Einfluss nehmen, um hier die Verhaeltnisse anzupassen. An dieser Stelle sei bemerkt, dass eine spezielle Software viele Probleme auf einfache Weise loesen koennte. Leider reichen meine Kenntnisse nicht, um mit DSP-Technik ein solches Programm zu erstellen. Vielleicht findet sich jemand, der uns dahingehend weiterhilft.



Der Sinuswandler und die Pegelregelung
Mit einem einfachen Tiefpass wird aus dem Rechteck ein Sinus. Der MOSFET wird als Regelglied genutzt. Das Gate2 erhaelt die gleichgerichtete Spannung vom VCO und gleicht Pegelunterschiede aus, so dass am Ausgang im Bereich von 120kHz bis 160kHz ein konstanter Pegel abgegeben wird. Der NPN ermoeglicht ein Signal ueber 1 Vss an 50 Ohm.



Der Empfangsteil
Die Entwicklung dieses Teils der Gesamtschaltung dauerte am laengsten. Da die Software ja keine Gleichspannungssignale verarbeiten kann, muss wiederum die NF an den Eingang der Soundkarte gelegt werden. Jetzt aber als gewichteter NF-Pegel, der von der Amplitude des Wobbelsignals(HF) bestimmt wird. Die NF-Spannung muss also moduliert werden. An diesen Modulator werden ungewoehnlich hohe Anforderungen gestellt. Er soll im Darstellungsbereich von 40 dB linear modulieren. Ein gewohnlicher Wobbler mit Diodentastkopf hat vergleichbare Eigenschaften. Versuche mit verschiedenen Daempfungschaltungen brachten keine befriedigenden Resultate. Nachstehend ist z.B. eine experimentell aufgebaute Version, die aber nur 4 bis 6 dB moduliert. Man kann sie fuer einfache Lautstaerkesteuerung von NF verwenden. Es gibt aufwaendigere Schaltungen, die jedoch meistens mit negativer Betriebsspannung arbeiten. Eine solche zusaetzliche Versorgungsspannung wollte ich nicht.



Zunaechst die Studie an einem einfachen Gleichrichter. Hierbei war es wichtig, die erreichbaren Gleichspannungen zu ermitteln. Da die Schwellenspannung der Germanium-Diode am unteren Ende keine Rolle spielen sollte, wurde eine Verstaerkung des Empfangssignals vorgesehen. Natuerlich muss der Pegel vom Sender ueber einen Eingangsabschwaecher gedaempft werden. Bei etwa 60mVss trat bereits die Saettigung des Gleichrichters auf. Wie sich nachfolgend zeigen sollte, durfte der gesamte Gleichspannungsbereich nicht genutzt werden. Auch der Modulator verlangte nur Regelspannungen bis ca. 1,5 V. Aber innerhalb dieser Anpassung mussten 40 dB freier Regelumfang ohne Stoereffekte und andere Probleme erreicht werden. Eine schwierige Aufgabe, wie sich zeigen sollte. Sie war aber letztlich mit einfachen Mitteln hinreichend loesbar.



Abschliessend wurde im fliegenden Aufbau eine Modulatorstufe mit einem MOSFET ausgemessen. Zu grosse Ausgangsspannungen kann man der Soundkarte ja nicht anbieten, da sonst die Anzeige nicht mehr mitmacht. Ein MOSFET als Modulator verstaerkt natuerlich das Eingangssignal. Insofern kann man diesem nur sehr niedrige Pegel anbieten. Andererseits benoetigt der Senderteil fuer den NF-Teiler eine Mindesteingangsspannung von 200mVss. Das zu modulierende Signal musste also angepasst werden. Der Pegelsteller am Eingang des Modulators sorgt dafuer, dass keine Uebersteuerung auftritt.



Aus Gruenden einer ausreichenden Reserve bei der Verstaerkung wurden zwei MOSFET-Stufen in Reihe geschaltet. Nun die Zusammenschaltung des Empfangsteils.



Ergebnisse
Nachfolgend einige Beispiele fuer die Brauchbarkeit der Elektronik. Es wird immer ein Schwingkreis gewobbelt, der eine ziemlich breite Resonanzkurve abgibt. Die Guete ist nicht sehr hoch, so dass der 40dB Arbeitsbereich nicht ausgesteuert wird. Es ist aber zunaechst nachzuweisen, dass der Empfangsteil dieses zulassen wuerde.



Bei der oberen roten Kurve wird die Saettigung bei Resonanz erreicht. Die unterste Kurve wurde mit vermindertem Sendesignal aufgenommen. Es zeigt sich am rechten Ende der Darstellung eine Differenz von mehr als 40 dB. Dabei sind die Abbildungen konform, so dass man von einer linearen Modulation der Schaltung ausgehen kann.

Durch das Einschwingverhalten der PLL wird am Beginn voruebergehend ein zu grosser Sendepegel angeboten. Hier sind noch Nachbesserungen moeglich. Die nachfolgenden Bilder zeigen die Einstellungen der Software. Es ist je nach Soundkarte ggf. erforderlich, dass die Pegelsteller des WINDOWS-Mixers eingesetzt werden muessen. Das Programm bietet einen direkten Zugang fur Line-In und Line-Out.







Es folgt noch eine Darstellung mit niedrigem Pegel und gesteigerter Aufloesung der vertikalen Darstellung. Die Frequenzachse ist linear geteilt. Das Anzeigen der Frequenz kann durch einen mit der Maus mitlaufenden Cursor erreicht werden. Oder auch ueber die X-Achse. Die Software ist also durchaus brauchbar fuer unsere Zwecke und ich kann sie deshalb uneigennuetzig empfehlen. Vielleicht wird es in einer erweiterten Version moeglich sein, auch zwei Cursor als Frequenzmarken einzublenden.




Einstellungen
Der Senderpegel wird auf 0dBm eingestellt. Das Trimmpoti am Eingang des Empfaengers reduziert das Signal so, dass am Ausgang des Gleichrichters ca. 1,4 V Gleichspannung zu messen sind(ca. 20 bis 30 mVss an der Basis des NPN). Der von der Soundkarte kommende NF-Pegel muss mindestens 200 mVss betragen, sonst wird der NF-Teiler nicht angeregt(Schmitt-Trigger). Da man an demselben Punkt auch die NF fuer die Modulation abnimmt, muss der Eingangspegel des Modulators sehr stark abgeschwaecht werden. Hier koennen minimal 5mVss am Gate des ersten MOSFETs anliegen. Der Modulator arbeitet nur bei einem kleinen Pegel(NF von der Soundkarte!) hinreichend linear. Gibt man groessere Spannungen an den NF-Eingang des Modulators, wird die Dynamik der Anzeige eingeschraenkt.

Anzeigefehler
Im Frequenzbereich 135,7 bis 137,8 kHz faellt der Sendepegel um ca. 0,5 dB ab. Die beiden folgenden Bilder zeigen das. Der Fehler ist kaum zu vermindern, aber durchaus ertraeglich. Abhilfe wuerde man mit einem Sinuswandler nach dem Prinzip der Umsetzung mit einem Schieberegister erwarten koennen. Dann waere aber die VCO-Frequenz auf das Achtfache zu steigern. Hier koennen noch neue Ideen greifen. Ein solcher Sinuswandler wurde von mir beim LF1 beschrieben. Der Aufwand ist vergleichbar, selbst wenn man einige Trimmpotis opfern muss. Natuerlich waere dann auch der N-Teiler anzupassen. Ein solcher Pegelwandler ist natuerlich unabhaengig von der Frequenz und daher ueber einen sehr grossen Bereich verwendbar.





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Hardware
Mit diesem Link

Schaltbilder

kann man die Schaltbilder herunterladen. Es handelt sich allerdings um meine Entwicklungsmuster, die ich auf einfach belegte Platinen aufgebaut habe. Die Kupferseite ist die Bestueckungsseite und zugleich die Masseflaeche. Alle Durchfuehrungen werden mit einem Bohrer von Hand ausgefraest, nur nicht die fuer die Masseverbindungen. Auf der isolierten Seite werden die Leitungsenden veloetet. Der Aufbau ist nicht kritisch. Ledigleich bei den HF-Stufen sollte man nicht zu eng bauen, damit keine Verkopplungen auftreten. Die gesamte Schaltung nimmt nicht mehr als 100 mA auf.

Nun noch zwei Fotos, aus denen man Einzelheiten entnehmen kann.

PLL und Sender



Empfangsteil



Links sieht man den gewobbelten Schwingkreis.

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